Flyback voltage converter for power supply of moving objects via thin wire lines

Full Text

Введение

 Передача электрической энергии по проводным линиям остаётся одной из ключевых задач современной электроники. В условиях, когда требуется обеспечить питание подвижных объектов при ограниченных габаритах и весе проводников возникает необходимость использования тонких проводов. Однако уменьшение сечения проводника неизбежно приводит к росту его активного сопротивления, что влечёт за собой значительные потери мощности, падение напряжения на линии и снижение эффективности всей системы.

Одним из способов повышения эффективности передачи энергии на расстояние является использование преобразователей постоянного тока, позволяющих увеличить напряжение на линии и, соответственно, уменьшить ток, а значит и тепловые потери в проводе. Среди различных топологий преобразователей особый интерес представляет обратноходовой преобразователь отличающийся простотой конструкции, возможностью обеспечения гальванической развязки и эффективной работы в широком диапазоне напряжений питания.

Целью данной статьи является подробное рассмотрение практических аспектов проектирования системы передачи энергии для подвижных объектов по тонкой проводной линии питания с использованием обратноходового преобразователя.

Анализ потерь в питающей линии

Рассмотрим процесс передачи электрической энергии от аккумуляторной батареи (АКБ) с номинальным напряжением 24 В, расположенной на базовой станции управления подвижным объектом, посредством кабеля Ethernet на расстояние 400 м. Нагрузкой является потребитель мощностью 50 Вт. Для организации линии питания задействуются две витые пары сечением жилы 0,5 мм² каждая. В результате эквивалентное сечение проводников S, используемых для подачи напряжения и обратного проводника (нулевой шины), составляет 1 мм². При этом эквивалентное расстояние l, используемое для расчетов, равняется 800 м. Таким образом, сопротивление шины питания равняется

                             (1)

где ρ = 0,018·10^-6 Ом·м. — удельное сопротивление меди.

Согласно стандарту IEEE 802.3bt технологии PoE поддерживаемое напряжение на шине питания достигает 57 В [1]. В то же время, для кабелей категории 5 установлено предельно допустимое значение рабочего напряжения 125 В. Следовательно, в рассматриваемом случае с целью снижения токов в проводниках, и, как следствие, омических потерь целесообразно повысить напряжение питания до уровня 110 В. В таком случае ток в линии должен удовлетворяющий условию

                 (2)

где P_н – мощность нагрузки,

      I_bus – ток линии питания,

      V_bus – напряжение питания.

Проводя анализ (2) было получено I_bus = 0,487 А, что соответствует падению напряжения на линии 7 В, и напряжению на нагрузке – 103 В. Таким образом, потери мощности в линии питания составят 3,41 Вт или 6,83 % от начальной мощности источника, что можно считать допустимым для питающей линии такой длины.

Расчет обратноходового трансформатора

 В качестве повышающего преобразователя напряжения АКБ до напряжения промежуточной шины рассмотрим обратноходовый преобразователь с выходным напряжением 110 В. Для учета возможных потерь в понижающем преобразователе на стороне потребителя, зададим выходную мощность равную 60 Вт. Поскольку напряжение на выводах АКБ изменяется в процессе зарядно-разрядных циклов, выберем диапазон входных напряжений преобразователя в пределах от 18 до 36 В.

Ключевым элементом обратноходового преобразователя является магнитный компонент (обычно трансформатор со зазором в магнитопроводе), который работает в различных режимах в зависимости от параметров нагрузки, частоты переключения и коэффициента заполнения импульса управляющего сигнала ШИМ (широтно-импульсного модулятора) [2]. Можно выделить три режима работы: режим разрывных токов (Discontinuous Conduction Mode, DCM), непрерывного тока (Continuous Conduction Mode, CCM) и граничный режим (Boundary Conduction Mode, BCM) [3, 4].

При расчете магнитного компонента преобразователя выберем его индуктивность таким образом, чтобы при номинальном входном напряжении 24 В и полной нагрузке обеспечивался граничный режим работы магнитного компонента. Регулировочная характеристика обратноходового преобразователя выглядит следующим образом

 

где V_out — выходное напряжение преобразователя,

       V_in — входное напряжение преобразователя,

        — коэффициент трансформации,

       D — коэффициент заполнения импульса ШИМ,

       V_f — падение на выпрямительном диоде.

Наиболее эффективный режим работы преобразователя с точки зрения пиковых и среднеквадратичных токов обеспечивается при D=0,5. Тогда можно найти коэффициент трансформации как

 

Подставив значения V_in=24 В, V_out=110 В, V_f=0,6 В, D=0,5, получим оптимальное значение коэффициента трансформации k_tr = 0,217.

В [5] показан способ расчета трансформатора с использованием накопленной в магнитопроводе энергии. Согласно данному подходу, вся энергия, накопленная в сердечнике в течение открытого состояния транзистора (время импульса), должна быть полностью передана за время закрытого состояния транзистора (время паузы). В настоящей работе предлагается использовать другой метод. Поскольку ток в магнитном компоненте в момент начала нового такта работы должен быть равен нулю, рассчитаем токи в обмотках трансформатора и выберем необходимые значения индуктивностей обмоток.

Если пренебречь потерями в преобразователе, то средний входной ток можно определить как

 

где P_out – выходная мощность преобразователя. Для нашего случая средний входной ток равен 2,5 А.

Поскольку ток в первичной обмотке начинается из нуля, то пиковый ток в первичной обмотке определяется выражением

 

Необходимая индуктивность первичной обмотки определяется условием достижения пикового значения тока I_{peak pri} за время открытого состояния транзистора t_on. Поскольку во время прямого такта (когда ключ открыт) к обмотке прикладывается постоянное напряжение V_in, то можно найти изменение тока как

 

где L_pri – индуктивность первичной обмотки трансформатора. Поскольку ток в обмотке в граничном режиме начинает нарастать с нуля, то ΔI=I_{peak pri}. Отсюда

 

При выбранной частоте переключения транзистора f_sw = 270 кГц и коэффициенте заполнения D = 0.5 время открытого состояния составит

 

Подстановка численных значений дает требуемую индуктивность первичной обмотки L_pri=4,1 мкГн. Индуктивность вторичной обмотки определяется через коэффициент трансформации k_tr:

 

Для реализации обратноходового трансформатора выберем сердечник с зазором RM8-3C94-A250 [6, 7]. По известному значению параметра  найдем требуемое количество витков первичной обмотки

 

Округлив полученное значение до целого числа, получим 4 витка в первичной обмотке. Количество витков вторичной обмотки найдем исходя из требуемого коэффициента трансформации

 

Округлив до целого, получим значение 18 витков. Таким образом, фактический коэффициент трансформации равен 0,22.

Подставив количество витков N₁, найдем фактическое значение индуктивности первичной обмотки

 

Аналогично пересчитаем L_sec = 81 мкГн.

Для проверки корректности выбора сердечника определяется размах индукции в магнитопроводе, создаваемый в течение прямого такта работы преобразователя. Он рассчитывается по формуле

 

где A_e = 63 мм² — эффективная площадь сечения сердечника. В рассматриваемом случае расчетный размах индукции равен 0,168 Тл, что намного меньше индукции насыщения материала.

Определим максимальное напряжение на силовом транзисторе и диоде. Во время прямого такта, когда транзистор открыт, выпрямительный диод не проводит ток. В это время к нему прикладывается напряжение

 

В интервале закрытого состояния транзистора на нем формируется напряжение

 

Подставив максимальное входное напряжение 36 В получим V_VT = 59,27 В, V_VD = 281,1 В.

Следует отметить, что приведенные значения являются теоретическими и не учитывают перенапряжения, возникающие при коммутации из-за индуктивности рассеяния. В реальных условиях амплитуда выбросов напряжения на силовом транзисторе и диоде может составлять 20–50 % от расчетного значения. Таким образом, для транзистора следует закладывать рабочее напряжение 100 В, а для диода — 400 В.

В качестве дополнительных мер защиты от перенапряжений рекомендуется применение схем демпфирования, таких как RCD-снаббер или RC-демпфер), что позволит ограничить выбросы и снизить нагрузку на силовые компоненты.

Моделирование преобразователя

 Для подтверждения корректности расчетов и анализа рабочих режимов преобразователя была синтезирована его модель в среде LTspice.

На рис. 1 представлена схема обратноходового преобразователя. В качестве ШИМ-контроллера выбрана микросхема LT1243. Основным преимуществом этой микросхемы является простота реализации, а также наличие встроенного выходного драйвера до 1А, что позволяет управлять силовым транзистором напрямую, без использования внешнего драйвера.

Питание контроллера осуществляется от вспомогательной обмотки L3, что обеспечивает поддержание напряжения V_aux ≈ 14 В при установившемся режиме. В начальный момент времени питание обеспечивается за счет резистора R11 и стабилитрона D3 (BZX84C15L).

Силовая часть построена на MOSFET транзисторе BSC060N10NS3, коммутирующим ток первичной обмотки L1 = 4 мкГн. Вторичная обмотка L2 = 81 мкГн обеспечивает передачу накопленной в магнитопроводе энергии в нагрузку через диод D1 (RFN10NS4S) и фильтрующий конденсатор C2 = 4,7 мкФ. Для учета коммутационных выбросов на транзисторе и диоде между обмотками трансформатора задан коэффициент связи 0,985, что соответствует индуктивности рассеяния 2,98% и близко к реальным значениям.

Для ограничения выбросов напряжения, возникающих при коммутации силового транзистора вследствие индуктивности рассеяния, в схеме предусмотрен RCD-снабберы, состоящие из элементов D4, R12, С9 и R13, C10, D5, а также демпферы R14, C11 и R19, C13, D6. Подробно методика подбора номиналов демпфирующих цепей описана в [5]. Данные цепи выполняют функцию рассеивания остаточной энергии магнитного поля, снижая амплитуду коммутационных выбросов и уменьшая уровень электромагнитных помех, генерируемых преобразователем.

Рис. 1. Принципиальная схема моделируемого обратноходового преобразователя

Система стабилизации выходного напряжения реализована по классической схеме без гальванической развязки. Делитель напряжения R3 – R5 формирует сигнал обратной связи, пропорциональный уровню выходного напряжения, который передается на вывод FB контроллера. Цепь из резистора R9, конденсатора C7, и транзистора Q2 (BC857A) обеспечивает плавный пуск преобразователя, предотвращая заброс выходного напряжения при включении.

На рис. 2 представлены полученные в результате моделирования осциллограммы токов первичной и вторичной обмоток трансформатора. Сверху изображен ток первичной обмотки, снизу – ток вторичной обмотки. Колебания токов в моменты переключения силового транзистора обусловлены воздействием индуктивности рассеяния трансформатора, а также паразитных емкостей переходов транзистора и выпрямительного диода.

В процессе открытого состояния силового ключа ток в первичной обмотке линейно возрастает, что соответствует накоплению энергии в сердечнике. После запирания транзистора накопленная энергия передаётся во вторичную обмотку, где формируется ток противоположного направления. По мере разряда магнитного потока ток вторичной обмотки плавно снижается до нулевого значения к началу следующего цикла переключения.

Рис. 2. Осциллограммы токов в трансформаторе

Такой характер токов соответствует граничному режиму работы преобразователя (BCM). Пиковое значение тока первичной обмотки составляет 10,5 А, что достаточно близко к расчетному значению.

На рис. 3 приведены полученные в результате моделирования осциллограммы напряжений на силовом транзисторе и выпрямительном диоде.

Рис. 3. Осциллограммы напряжений на силовом транзисторе (сверху) и диоде (снизу)

Максимальное значение напряжения на стоке транзистора достигает 73 В, тогда как на выпрямительном диоде наблюдается амплитуда 270 В. При повышении входного напряжения до максимального амплитуда коммутационных выбросов возрастает: напряжение на транзисторе достигает 75,5В а на диоде – 326 В. Полученные значения подтверждают необходимость выбора элементов с запасом по напряжению, что обеспечивает надежность работы преобразователя и предотвращает пробой полупроводниковых приборов при переходных процессах.

Заключение

 В работе рассмотрены практические аспекты проектирования и моделирования обратноходового преобразователя, предназначенного для передачи энергии к подвижным объектам по тонким проводным линиям питания.

В результате выполненных расчетов определены оптимальные параметры магнитного компонента, обеспечивающие работу устройства в граничном режиме тока (BCM), при котором достигается компромисс между величиной пиковых токов и потерями на переключение силовых элементов.

Расчетные значения индуктивностей и коэффициента трансформации, а также корректность выбора силовых полупроводниковых приборов, подтверждены численным моделированием в среде LTspice. Моделирование показало, что при входном напряжении в диапазоне 18–36 В и выходной мощности 60 Вт преобразователь обеспечивает формирование стабилизированного выходного напряжения 110 В.

Результаты проведенного исследования показывают, что предложенная методика расчета и моделирования обратноходовых преобразователей обеспечивает достижение высоких энергетических показателей при сохранении компактных размеров и упрощенной топологии схемы. Полученные результаты могут быть использованы при проектировании преобразователей малой и средней мощности.

Перспективным направлением дальнейших исследований является повышение эффективности преобразователя за счет обеспечения мягкого переключения полупроводниковых компонентов и снижения динамических потерь во всем диапазоне работы преобразователя.

___________________________________________

© Ромащенко М.А., Веретенников Н.Ю., Гудков А.В., 2025

About the authors

Mikhail A. Romashchenko

Voronezh State Technical University

Author for correspondence.
Email: kipr@vorstu.ru
ORCID iD: 0000-0001-5629-6056

Dr. Sc. (Technical), Associate Professor

Russian Federation, 84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia

Nikolay Yu. Veretennikov

Voronezh State Technical University

Email: Veretennikoff.nik@gmail.com
ORCID iD: 0000-0001-6746-2371

Junior Researcher

Russian Federation, 84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia

Andrey V. Gudkov

Voronezh State Technical University

Email: andrej23vrn@gmail.com
ORCID iD: 0009-0003-7285-5016

PhD applicant

Russian Federation, 84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia

References

Supplementary files