Design methodology for high-power switching power supplies for special-purpose equipment with improved electromagnetic characteristics

Full Text

Введение

Современная специальная аппаратура, применяемая в критически важных областях, таких как системы связи, вычислительная техника, медицинское оборудование и комплексы радиоэлектронной борьбы, предъявляет высокие требования к источникам вторичного электропитания. Ключевыми критериями становятся не только высокий коэффициент полезного действия, но и бесперебойная работа в экстремальных условиях, устойчивость к внешним воздействиям, минимальные массогабаритные показатели и строгое соответствие нормам электромагнитной совместимости. Этим требованиям в полной мере отвечают импульсные источники питания, которые полностью вытеснили линейные аналоги [1, 2]. Однако проектирование мощных импульсных источников питания сопряжено со значительными трудностями, обусловленными сложностью электромагнитных процессов, происходящих в силовой части преобразователя. В связи с этим актуальной задачей является разработка комплексной методики проектирования, которая бы системно объединила этапы выбора топологии, расчета параметров, моделирования, практической реализации и испытаний, позволяя последовательно выявлять и устранять потенциальные проблемы.

Предлагаемый подход позволяет минимизировать временные затраты на проектирование за счет глубокой интеграции расчетных и моделирующих процедур с последующей экспериментальной верификацией, что подтверждается результатами испытаний опытного образца.

Расчет компонентов мощных импульсных источников вторичного электропитания

 Ключевым этапом проектирования импульсного источника питания является расчет его силовой части, в частности, моточных изделий. Исходной точкой служит определение выходной мощности преобразователя, которая рассчитывается по формуле (1) как произведение требуемых выходного напряжения U_вых и тока I_вых с введением коэффициента k=1.3, учитывающего КПД преобразования порядка 85 % и необходимый запас надёжности.

           .        (1)

Полученное значение мощности позволяет перейти к выбору магнитопровода силового трансформатора, поскольку каждый типоразмер ферритового сердечника характеризуется своей габаритной мощностью на основе геометрических параметров (площади окна  и поперечного сечения ), рабочей частоты  и допустимой магнитной индукции  и определяется как

          .        (2)

 

После выбора конкретного сердечника выполняется расчет обмоток. Минимальное количество витков первичной обмотки, необходимое для исключения насыщения магнитопровода, находится как

          ,                (3)

где  – минимальное входное напряжение.

Количество витков вторичной обмотки рассчитывается исходя из требуемого выходного напряжения

                      .                (4)

Индуктивность намотанной катушки связана с параметрами магнитопровода и числом витков соотношением

.         (5)

Для выходного дросселя рассчитывается необходимая индуктивность, обеспечивающая заданный уровень пульсаций тока

  .   (6)

Пиковый ток через дроссель и количество его витков определяются на основе выбранного сердечника.

Анализ цепей управления основан на законе Ома, а оценка коммутационных выбросов напряжения на индуктивных элементах производится с учётом скорости изменения тока.

 Методика проектирования мощного источника вторичного электропитания

 Разработанная методика проектирования мощных импульсных источников питания, представленная на рис. 1, реализует системный подход к созданию преобразовательной техники для специальных применений.

Рис. 1. Блок-схема методики проектирования источника питания большой мощности

Начальный этап предполагает всесторонний анализ технических требований, включающий спецификацию мощностных характеристик, диапазонов входных и выходных напряжений, требований к гальванической развязке, систем защиты и условий эксплуатации [3]. Особое внимание уделяется параметрам выходного напряжения - точности стабилизации и допустимому уровню пульсаций.

Ключевым аспектом методики является обоснованный выбор схемотехнической топологии, определяемый требованиями к гальванической развязке и выходной мощности. Для преобразователей без гальванической развязки применяются базовые топологии Buck, Boost и Buck-Boost, в то время как для сетевых источников питания выбор осуществляется между обратноходовой (до 150-200 Вт), полумостовой (до 1 кВт) и мостовой (свыше 1 кВт) конфигурациями. С увеличением мощности усиливается влияние паразитных параметров элементов, что требует специальных мер компенсации.

Последовательность проектирования предполагает выбор компонентной базы на основе анализа энергетических преобразований в системе. Центральным элементом является силовой трансформатор, параметры которого рассчитываются с учетом марки феррита, количества витков обмоток и импульсных токов [4, 5]. Для управления ключевыми элементами в мощных преобразователях предпочтительнее применение IGBT-транзисторов, характеризующихся повышенной токовой нагрузочной способностью и оптимальной динамикой переключения, что позволяет минимизировать паразитные выбросы напряжения.

Расчет параметров пассивных компонентов и моделирование в средах автоматизированного проектирования позволяют оптимизировать характеристики устройства на ранних стадиях проектирования [6].

Завершающие этапы методики включают подготовку производственной документации и организацию серийного выпуска с последующим сопровождением изделия. Предложенный подход позволяет систематизировать процесс разработки и сократить временные затраты на создание надежных источников питания, отвечающих строгим требованиям специальной аппаратуры.

Экспериментальное исследование и оптимизация динамических характеристик мощного импульсного преобразователя

Практическая реализация методики проектирования мощных импульсных источников питания была апробирована на примере разработки понижающего преобразователя (buck-конвертера) [7]. Исходные параметры проектирования составили: входное напряжение 10 В, выходное напряжение 3 В при токе нагрузки 4 А и частоте коммутации 300 кГц. Расчетное значение индуктивности дросселя по формуле (1) составило 5.833 мкГн. Дальнейший расчет параметров магнитопровода выполнялся с использованием специализированного программного обеспечения, интерфейс которого представлен на рис. 2.

Рис. 2. Окно программы при внесении исходных данных при расчете дросселя

Выбор геометрических параметров сердечника и магнитных свойств материала осуществлялся на основе анализа габаритной мощности и тепловых режимов работы. Критическим аспектом проектирования стало обеспечение оптимальной плотности тока в обмотках с учетом условий охлаждения. Как демонстрирует рис. 3, выбор недостаточного размера магнитопровода автоматически детектируется программой расчета, что предотвращает ошибки на ранних стадиях проектирования.

Рис. 3. Окно программы в случае выбора слишком малого сердечника

Для реализации был выбран сердечник DT106-2 с результатами окончательного расчета, показавшим необходимость выполнения 16 витков четырьмя параллельными проводами диаметром 0.5 мм.

Экспериментальные исследования выявили ряд характерных проблем, возникающих при коммутации силовых ключей. Осциллограммы на рис. 4 демонстрируют паразитные выбросы напряжения в первичной обмотке трансформатора, обусловленные сверхбыстрыми фронтами переключения IGBT-транзисторов. Эти выбросы, достигающие амплитуды, достаточной для ложного срабатывания схемы управления, были устранены путем оптимизации динамических характеристик ключей за счет введения резисторов в затворные цепи (рис. 4, г).

 

Рис. 4. Осциллограммы процессов коммутации в мощном импульсном преобразователе на различных этапах отладки

Рис. 4. Осциллограммы процессов коммутации в мощном импульсном преобразователе на различных этапах отладки (окончание)

 На рис. 4, а показаны значительные выбросы напряжения амплитудой до 180 В на первичной обмотке трансформатора в моменты коммутации ключевых элементов, работающих на частоте 300 кГц. Эти выбросы, возникающие из-за чрезмерно крутых фронтов переключения транзисторов, превышали пороговый уровень логических элементов системы управления, что приводило к ложным срабатываниям. Пунктирной линией обозначен сигнал управления затворами транзисторов, демонстрирующий корректную логику работы контроллера.

Рис. 4, б детализирует проблему нестабильной работы силового ключа, где вместо ожидаемого четкого прямоугольного сигнала амплитудой 10 В наблюдаются хаотические колебания уровня напряжения от 3 до 7 В в отдельные моменты времени. Такое поведение, длящееся примерно 0.5 мкс, было вызвано помехами от выбросов напряжения силовой цепи.

На рис. 4, в зафиксирован момент полного отказа ключевого транзистора при времени около 2.5 мкс. После этого момента выходное напряжение транзистора снизилось с нормального уровня 10 В до нестабильного значения  2-5 В, что свидетельствует о термическом разрушении полупроводниковой структуры устройства.

Далее на рис. 5 на представленных осциллограммах последовательно отображены процессы возникновения и устранения резонансных явлений в силовой цепи импульсного источника питания.

Рис. 5. Динамика резонансных явлений и оптимизация переходных процессов в силовой цепи импульсного преобразователя

Рис. 5, а демонстрирует начальную стадию возбуждения первичной обмотки трансформатора, где на фоне рабочего напряжения 400 В наблюдаются резонансные колебания амплитудой 25-30 В с частотой 1.2 МГц. Данное явление проявлялось в виде характерного потрескивания на половине мощности преобразователя.

При увеличении нагрузки до номинального значения амплитуда резонансных колебаний возрастала до 180 В, что показано на рис. 5, б. Такая значительная величина выбросов создавала механические напряжения в ферритовом сердечнике, что могло привести к его разрушению в течение короткого времени эксплуатации. Анализ временных параметров показал, что длительность затухания колебаний составляла приблизительно 100 микросекунд.

Решением проблемы резонанса стало смещение рабочей частоты преобразователя с 300 кГц на 310 кГц, что позволило выйти из зоны резонансной частоты системы. Как видно на рис. 5, в, это снизило амплитуду колебаний до 12 В, что является безопасным значением для работы преобразователя. Длительность переходного процесса при этом увеличилась до 200 микросекунд, но это не оказывало влияния на основные характеристики устройства.

На рис. 5, г представлена осциллограмма напряжения на вторичной обмотке, где видны асимметричные выбросы: в первом плече преобразователя амплитуда составляла 125 В с быстрым затуханием за 0.5 микросекунды, во втором плече - 200 В с медленным затуханием продолжительностью 1.5 микросекунды. Такая асимметрия указывала на неравномерность работы ключевых элементов.

Детальный анализ выброса амплитудой 200 В, представленный на рис. 6, показал, что проблема была вызвана выходом из строя снабберного конденсатора в одном из плеч преобразователя. Конденсатор не выдерживал скорости нарастания напряжения 200 В за 0.3 микросекунды и терял свои демпфирующие свойства.

Рис. 6. Выброс амплитуды и пульсации выходного напряжения

После замены конденсатора на компонент с улучшенными частотными характеристиками удалось добиться стабильной работы преобразователя. Уровень пульсаций выходного напряжения снизился до ±0.5 В при номинальном значении 80 В, что составляет менее 0.63 % и удовлетворяет требованиям технического задания. Длительность остаточных выбросов не превышает 20 наносекунд, что свидетельствует о эффективном демпфировании переходных процессов.

На сравнительной осциллограмме рис. 7 наглядно продемонстрирована эффективность замены снабберного конденсатора.

Рис. 7. Сравнение выходного напряжения

До проведения оптимизации выходное напряжение характеризовалось значительными выбросами амплитудой до 200 вольт, возникавшими в моменты коммутации ключевых транзисторов. Эти выбросы, существенно превышавшие номинальное значение 80 вольт, представляли серьезную угрозу для стабильности работы питаемой аппаратуры и могли приводить к ложным срабатываниям систем защиты. После замены конденсатора на компонент с улучшенными частотными характеристиками амплитуда помех снизилась более чем в 400 раз - с 200 вольт до 0.5 вольт. Такой уровень пульсаций, составляющий менее 0.63 % от номинального выходного напряжения, полностью соответствует требованиям технического задания и обеспечивает надежную работу подключенных устройств. Временные параметры переходных процессов также значительно улучшились: длительность выбросов сократилась с 1.5 микросекунд до нескольких десятков наносекунд, что свидетельствует о восстановлении демпфирующих свойств снабберной цепи.

 Заключение

 В результате проведенного исследования разработана и успешно апробирована комплексная методика проектирования мощных импульсных источников питания для аппаратуры специального назначения. Практическая реализация методики подтвердила ее эффективность на примере создания преобразователя с выходными параметрами 3 В при токе нагрузки 4 А и рабочей частотой 300 кГц. Ключевым достижением работы стало последовательное выявление и устранение критических проблем, характерных для силовых цепей высокой мощности. Экспериментально установлено, что первоначальные выбросы напряжения амплитудой до 200 В, обусловленные резонансными явлениями на частоте 1.2 МГц и недостаточным демпфированием, были снижены до безопасного уровня 12 В за счет коррекции времени переключения ключевых элементов и смещения рабочей частоты на 10 кГц.

Существенным преимуществом предложенной методики является ее итерационный характер, позволяющий на этапе компьютерного моделирования и прототипирования идентифицировать проблемы, которые традиционно выявляются лишь на стадии серийного производства. Оптимизация снабберных цепей позволила снизить уровень пульсаций выходного напряжения с 200 В до 0.5 В, что составляет менее 0.63 % от номинального значения 80 В и значительно превышает требования технического задания. Доказана целесообразность применения IGBT-транзисторов в мощных преобразователях, обеспечивающих оптимальное соотношение скорости коммутации и устойчивости к переходным процессам.

______________________________________

© Турецкий А.В., Пирогов А.А.,  Хорошайлова М.В., Турецкий И.А., 2025

About the authors

Andrey V. Turetskiy

Voronezh State Technical University

Author for correspondence.
Email: tav7@mail.ru

Cand. Sc. (Technical), Associate Professor

Russian Federation, 84 20-letiya Oktyabrya, Voronezh 394006, Russia

Aleksandr A. Pirogov

Voronezh State Technical University

Email: pirogov.alx@gmail.com

Cand. Sc. (Technical), Associate Professor

Russian Federation, 84 20-letiya Oktyabrya, Voronezh 394006, Russia

Marina V. Khoroshaylova

Voronezh State Technical University

Email: pmv2205@mail.ru
ORCID iD: 0000-0001-9167-9538

Cand. Sc. (Technical), Associate Professor

Russian Federation, 84 20-letiya Oktyabrya, Voronezh 394006, Russia

Ivan A. Turetskiy

JSC Scientific and Innovation Enterprise «PROTEK»

Email: tav7@mail.ru

Engineer

Russian Federation, 6 Bazovaya str., Voronezh 394028, Russia

References

Supplementary files